摘 要： 描述了分布式发电的背景，并研究光伏并网原理，选定单级式无变压器方式并网逆变器为对象展开研究。分别对结构中的光伏电池阵列、DC/DC变换器、电压型单相全桥逆变器进行研究。同时对逆变器侧的滤波电路作了详细的研究分析。最后讲述了几种逆变器并网的控制方式，并着重分析了基于电压外环电容电流内环的双闭环控制方式，且对其进行了建模和仿真，验证了其控制方法的合理性与可行性。
关键词： 光伏电池； 交流并网； 双闭环控制； Matlab
中图分类号： TM615 文献标识码： A 文章编号： 1009-8631（2012）01-0047-04
1 引言
太阳能作为一种清洁的可再生能源，被国际社会公认为是最理想的替代能源。太阳能的利用主要有光热利用、光伏利用和光化学利用三种主要形式。光伏利用主要是光伏发电，具有以下明显的优点：无污染、可再生、资源具有普遍性、机动灵活性、通用性、可存储性等，并可形成分布式电力系统，将提高整个能源系统的安全性和可靠性。可以预料，太阳能光伏发电在人类社会的未来发展中必将占据越来越重要的地位。
2 光伏并网原理
光伏并网的工作原理就是要把太阳能电池组件发出的直流电转换成交流电，并入市电电网，可供正常的交流用电电器使用。白天或晴天时太阳能系统发电量部分由家庭使用，剩余部分销售给电力公司；晚上或阴雨天气等太阳能发电量小于家庭使用电量时通过从电力公司购买来补充。
太阳能光伏供电系统包括接线箱、升压／降压变换器以及带保护功能的逆变器。接线箱汇集太阳能电池板各支路电能，为逆变器提供直流电；升压／降压变换器调整各支路电压使之一致，从而更加有效利用屋顶有效面积，提高电池阵列效率；逆变器将直流电逆变为交流电，同时保证系统安全运行。
光伏并网控制系统主要有三种回路形式：工频变压器隔离方式、高频变压器隔离方式和无变压器方式。本文采用的是无变压器形式，首先用无隔离的DC/DC变换器将太阳能电池阵的直流电压提升到逆变器并网需要的直流电压，再经过逆变与电网相连。这种方式在尺寸、重量和效率等方面具有更大的优势，因而在并网系统中成为目前研究的热点和发展趋势。其结构如图2.1所示。
3 光伏电池
光伏发电的基础部件就是光伏电池（又称太阳电池）阵列。
光伏电池的I-U和P-U曲线是随光强、温度变化的非线性曲线。由于基于光伏阵列物理机制的数学表达和模型参数与光伏阵列产品常规参数对应关系不明确，参数求解困难等问题。我们在仿真应用中，可根据光伏阵列曲线来描述模型，使得模型容易理解，参数求解简单。光伏电池非线性曲线拟合公式为：
基于电池组件 Solarex MSX60 60W 的外特性参数，如表3.1所示。
使用Matlab软件进行仿真可得出I-U特性曲线和P-U曲线，分别如图3.1和图3.2所示。
虽然基于光伏阵列外特性的模型仿真精度不是很高，但是其模型简单、易于理解，具有一定的仿真利用价值。基于这些优点，选用这种方式来作为光伏电池建模，且是用5个上述Solarex MSX60 60W光伏电池串联起来工作，其输出的电压作为DC/DC的输入直流电压。
4 直流斩波电路（DC/DC变换器）
直流斩波电路（DC Chopper）的功能是将直流电变为另一种固定电压或可调节电压的直流电，也称为直接直流-直流变换器（DC/DC Converter）。直流斩波电路的种类较多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路，其中前两种是最基本得电路，也是应用最为广泛的电路，文中使用Boost电路来实现DC/DC变换。
4.1 Boost电路
升压斩波电路（Boost Chopper）的原理图如图4.1所示。
Boost电路的基本工作原理为：首先假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。当iG为高电平时，开关管VT开通，电源E给电感L充电储能；当iG为低电平时，开关管VT断开，电源和电感同时向负载释放能量。电容C起到支撑电压和滤波的作用。
Boost电路在电感电流连续时，输出平均电压Uo与电源电压E的关系为
式中，α称为占空比或导通比。由于α≤1，因此该电路称为升压斩波电路。升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因：一是L储能之后具有是电压泵升的作用，二是电容C可将输出电压保持住。
4.2 Boost 电路参数的设计
临界电感值为
Boost电路的输入电压为65.5~106V之间，输出端得电压稳定在610V，纹波系数低于0.2%，负载电阻为100Ω，开关管选择MOSFET，开关频率为40kHz。由式（4.1）可确定占空比范围：
根据式（4.2）可确定电感值为
实际电感取临界值的1.2倍，再考虑一定的裕度取电感值0.1mH。
实际中考虑一定的裕度，所以取电容值为150μF。
为使DC/DC变换器工作在太阳能电池的最大工作点处，取D=85.65%。在实际的模型中，D取85.07%，则Boost变换器仿真电路如图4.2所示，其仿真波形如图4.3所示。
5 逆变器的拓扑结构和并网控制技术
5.1逆变器的拓扑结构
DC-AC变换电路，通称为逆变器。就并网系统而言，逆变器分为电压型逆变器和电流型逆变器。本文讨论电压型逆变器。
电压型变流器的直流侧并联大电容，能够很好地抵御由电网干扰带来的直流电压波动，因而受电网干扰的影响较小，能够适应于波动较大的弱电网工况。电压型逆变器采用电流控制，只需控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，既可达到并网运行的目的，其控制方法相对简单，是最常用的光伏并网逆变器结构。
典型的电压型逆变器结构如图5.1所示。
5.2逆变器的调制技术
逆变器的控制有PWM控制、双极性SPWM控制、单极性SPWM控制等几种方法。
经比较，在所有参数都相同时，单极性SPWM输出的基波电压小于双极性SPWM输出的基波电压；在线性调制情况下它的谐波性能明显优于双极性调制：开关次整数倍谐波消除，值得考虑的最低次谐波幅值较双极性调制小得多，所需滤波器也较小。
但是双极性的控制方式要比单极性简单。且单极性控制方式的特点是三角波载波的频率必须是调制正弦波频率的整数倍，否则在正弦波后半个周期的末端会产生三角波与正弦波不能交结的问题，因此单极性控制方式适用于输出波形频率固定的场合，对于并网逆变器电流跟踪控制方式来说，给定电流与实际电流的比较值是时刻变化的，因此选用双极性的控制方式可以避免这个问题的产生。
双极性SPWM的输出及控制波形如图5.2所示。其参数分别如下：输入电压为300V，电感为2mH，电阻为1Ω，调制波频率为50Hz，载波频率为750Hz。
5.3光伏并网逆变器的交流侧滤波电路设计
带阻尼的 LC滤波器电路如图5.3所示
具体设计原则如下：
（1）滤波电感串联等值电阻R1
由于滤波电感值一般只有几毫亨或更小，所以可取R1=0.01~0.1Ω 。
（2）滤波电感Lf
选择滤波电感时，要求电感上的基波压降不能超过一定的范围。一般要求电感上的基波压降不超过3%~5%，即
（3）滤波电容Cf
选择电容值，使空载时流经电容之路的基波电流不超过逆变器电流输出容量的 10%。另外，电容和电感值还要受到截止频率的限制，这两个条件决定了电容的取值范围，即有
（4）阻尼电阻Rf
阻尼比的合理取值范围一般是0.4~0.8。阻尼电阻的取值不应使滤波器损耗过大，滤波电容与阻尼电阻串联支路的最大电流为1A，取阻尼电阻的取值范围为：0~10Ω。
（5）滤波截止频率
选择原则为：其中：
fc――LRC 滤波器的截止频率；
fn――调制信号波频率（即电网频率）；
fs――SPWM 控制方式的载波频率。
5.4双闭环控制方案的基本原理
光伏并网逆变器的控制目标是控制并网逆变器输出为稳定的高质量的正弦波电流，同时要求并网逆变器的输出电流与电网电压同频同相，因此必须采用合适的控制策略以达到上述的控制目标。
因为并网逆变器设计成电压型控制的电流源结构，这样并网系统和电网电压实际上就是一个交流电流源和电压源的并联。逆变器的输出电压幅值自动被钳位为电网电压，只需控制逆变器的输出电流以跟踪电网电压，即可达到并联运行的目的。
电压外环电容电流内环的双闭环控制系统结构框图如图5.4所示。其中，us为理想正弦波给定；Kvf为输出电压反馈系数；Kif为电容电流反馈系数；KPWM=Ud/uT，为开关频率足够高的情况下逆变桥的等效增益；Ud为逆变器直流电压；uT为三角调制波的峰值。
电容电流内环采用比例控制器P，比例控制器用来增加逆变器的阻尼系数，使整个系统工作稳定，而且P控制器有较强的鲁棒性。电压外环则采用比例积分控制器PI，使输出电压波形瞬时跟踪指令采用这种双环控制方案的逆变器输出稳态误差小，动态响应也很快。
其工作原理是：外环电压以理想的正弦波为参考电压，输出电压与参考电压比较后再经PI调节后作为电流内环的参考值，该电流参考值与反馈电流比较，再经过P调节后输出与三角波比较，产生驱动信号驱动逆变器。
电压和电流控制器分别为：
5.5参数设计并仿真
闭环系统的动态响应性能、稳定性主要由闭环极点在S平面的分布位置决定，对于一个高阶(高于二阶)系统，其动态特性主要由闭环主导极点决定。上述系统为三阶系统，如果根据控制系统期望的性能指标确定了闭环系统主导极点为s1，2=-ζωn±jωn，其中ζ、ωn分别为期望的阻尼比和自然振荡频率，那么闭环非主导极点可以选取s3=-nζωn，式中n是正的常数，起的取值越大，则由s1，2、s3三个极点确定的三阶系统响应特性就越接近由闭环主导极点决定的二阶系统，一般取，n=5～10时均可，本论文中n=8。
此时双环控制系统的期望特征方程为：
Dr（s）=（s2+2ζωns+ωn2）（s+nζωn） （5.11）
对于一个二阶系统来说，ζ、ωn越大，输出响应越快，抑制负载扰动的能力更强，另一方面抑制输入端高频噪声的能力减弱，综合考虑在实际设计中取ζ为0.7左右比较合适。
在5.3节光伏并网逆变器的交流侧滤波电路设计中已经得出了滤波电感Lf=1mH，滤波电容Cf=120μF，因此
论文中设计的为5 kW 的并网系统，逆变器的输入电压Ud=610V；开关频率fs=10kHz；滤波电感Lf=1mH，滤波电容C=120μF；死区时间t=3μs；电压反馈系统KVf=0.01；电流反馈系统Kif=0.4；等效串联电阻为r=0.1Ω；输出电压U0=220V；K1P=28.8；K1i=32400，K2P=1。
对上述设计进行Matlab仿真验证，其模型如图5.5所示
其中逆变器输出的交流电压和电流的波形如图5.6所示。从图中可以看出电压电流的波形均为50Hz的正弦波。对这两个波形分别进行傅里叶分析，得到的结果如图5.7和图5.8所示。
从图5.7和图5.8可以看出，逆变器输出电压u0的峰值为312.9V，有效值为221.2V，谐波畸变率为3.33%，符合逆变器并网的要求。逆变器输出电流i0的峰值为32.32V，有效值为22.85V，谐波畸变率为3.33%。说明了本系统的输出功率为5kW。同时可见采用电压外环电容电流内环的双闭环的这种控制方法是有效而可行的。
6小结
在对分布式光伏发电并网系统中的核心问题做了详细的分析和研究以后，本文采用了无变压器式并网逆变器拓扑结构。该并网逆变器主要由前级的DC-DC直流换电路和后级的DC-AC单相相逆变电路组成。本文设计的光伏并网交流电路，经过理论分析和仿真调试，最终能够输出理想的波形。
参考文献：
[1] 郭亚男.太阳能发电并网系统的研究[D].兰州：兰州理工大学，2008.
[2] 梁超辉，刘邦银，段善旭.基于滤波电容电流补偿的并网逆变器控制[J].电力电子技术，2008，42（8）：13-15.
[3] 黄瑶.基于TMS320F2812的光伏并网发电系统的设计[D].广西：广西大学，2008.
[4] 陈昌?.光伏并网发电系统的仿真研究与设计[D].武汉：武汉理工大学，2010.
[5] 张晓菊.光伏并网控制系统的研究[D].上海：上海大学，2007.
[6] 王立乔，孙孝峰.分布式发电系统中的光伏发电技术[M].北京：机械工程出版社，2010.105.
[7] 刘翼，荆龙，童亦斌.基于Simulink的光伏电池组件建模和MPPT仿真研究[J].科技导报，2010，28（18）：94-97.
[8] 丁干，李玉生，王秀秀. 实用新型PWM逆变器双环控制技术研究[J].通信电源技术，2009，26（25）：22-25.